太阳城集团

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三电平半桥软开关直流变换电路和抑制中点漂移的方法.pdf

摘要
申请专利号:

CN201110215487.1

申请日:

2011.07.29

公开号:

太阳城集团CN102255548B

公开日:

2015.01.28

当前法律状态:

授权

有效性:

有权

法律详情: 专利权的转移IPC(主分类):H02M 7/487登记生效日:20170816变更事项:专利权人变更前权利人:深圳麦格米特电气股份有限公司变更后权利人:株洲麦格米特电气有限责任公司变更事项:地址变更前权利人:518000 广东省深圳市南山区高新区北区朗山路13号清华紫光科技园5层变更后权利人:412000 湖南省株洲市天元区泰山路1728号|||授权|||实质审查的生效IPC(主分类):H02M 7/487申请日:20110729|||公开
IPC分类号: H02M7/487(2007.01)I; H02M3/335 主分类号: H02M7/487
申请人: 深圳麦格米特电气股份有限公司
发明人: 韩龙飞
地址: 518000 广东省深圳市南山区高新区北区朗山路13号清华紫光科技园5层
优先权:
专利代理机构: 深圳市兴科达知识产权代理有限公司 44260 代理人: 杜启刚
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法律状态
申请(专利)号:

太阳城集团CN201110215487.1

授权太阳城集团号:

|||102255548B||||||

法律状态太阳城集团日:

2017.09.05|||2015.01.28|||2012.01.04|||2011.11.23

法律状态类型:

专利申请权、专利权的转移|||授权|||实质审查的生效|||公开

摘要

太阳城集团本发明公开了一种三电平半桥软开关直流变换电路和抑制中点漂移的方法。本发明电路的开关变换器件通过隔直电容与电容分压电路的中点连接,使导致中点电压漂移的中点电流在隔直电容上累积形成直流电压量,依靠隔直电容累积的电压量,调节变压器端的正负向工作电压,使中点电压的漂移量得到抑制。本发明保留了原有传统三电平半桥软开关电路的基本特性,还能有效抑制输入电容中点电压漂移,而且相对较小感量的谐振电感即可保证滞后关断管软开关的顺利实现,占空比损失小,是一种低成本、高性能、高可靠性的方法。

权利要求书

1.一种三电平半桥软开关直流变换电路抑制中点漂移的方法,其特征在
于,电路的开关变换器件通过隔直电容与电容分压电路的中点连接,使导致
中点电压漂移的中点电流在隔直电容上累积形成直流电压量,依靠隔直电容
累积的电压量,调节变压器端的正负向工作电压,使中点电压的漂移量得到
抑制。
2.一种实现权利要求1所述方法的三电平半桥软开关直流变换电路,其
特征在于,包括2个分压电容组成的电容分压电路、4个开关管串联组成的
开关桥臂、2个开关管箝位二极管组成的开关管箝位电路、2个变压器箝位
二极管组成的变压器原边箝位电路、由谐振电感与变压器原边线圈串联组成
的输出电路;所述的开关桥臂包括上桥臂和下桥臂,所述开关管箝位电路的
一端接上桥臂的中点,另一端接下桥臂的中点;所述输出电路的一端接开关
桥臂的中点,另一端接开关管箝位电路的中点,所述变压器原边箝位电路的
中点接变压器的原边线圈,其特征在于,包括隔直电容,所述隔直电容的一
端接电容分压电路的中点,另一端接开关管箝位电路的中点。
3.根据权利要求2所述的三电平半桥软开关直流变换电路,其特征在于,
隔直电容的电容值小于分压电容的电容值。
4.根据权利要求2所述的三电平半桥软开关直流变换电路,其特征在于,
变压器原边箝位电路的一端接电容分压电路的高压端,另一端接电容分压电
路的低压端。
5.根据权利要求2所述的三电平半桥软开关直流变换电路,其特征在于,
所述的谐振电感一端接变压器原边箝位电路的中点,另一端接开关桥臂的中
点。
6.根据权利要求2所述的三电平半桥软开关直流变换电路,其特征在于,
变压器原边箝位电路的一端接上桥臂的中点,另一端接下桥臂的中点。
7.根据权利要求6所述的三电平半桥软开关直流变换电路,其特征在于,
包括箝位阻抗,变压器原边箝位电路的中点通过所述的箝位阻抗接变压器的
原边线圈。
8.根据权利要求2所述的三电平半桥软开关直流变换电路,其特征在于,
包括飞跨电容,所述的飞跨电容与开关管箝位电路并联。

说明书

三电平半桥软开关直流变换电路和抑制中点漂移的方法

[技术领域]

本发明涉及DC-AC变换电路,尤其涉及一种三电平半桥软开关直流变换电
路和抑制三电平半桥软开关直流变换电路中点电压漂移的方法。

[背景技术]

传统三电平半桥软开关直流变换电路具有拓扑结构简单、易于控制、原边
开关管可实现ZVS、电路效率高、EMI小等优点,广泛应用于三相交流AC/DC电
源直流变换部分。

传统PWM型三电平软开关直流变换电路如图1所示。分压电容C1、C2组成
的电容分压电路、开关管Q1、Q2、Q3、Q4串联组成的开关桥臂、开关管箝位二
极管D1、D2组成的开关管箝位电路、变压器箝位二极管D3、D4组成的变压器
原边箝位电路、由谐振电感La、隔直电容C3与变压器T1的原边线圈串联组成
的输出电路。开关桥臂包括Q1与Q2串联形成的上桥臂和Q3与Q4串联形成的
下桥臂,开关管箝位电路的一端接上桥臂的中点,另一端接下桥臂的中点。输
出电路的一端接开关桥臂的中点,另一端接开关管箝位电路的中点。变压器原
边箝位电路的中点接变压器T1的原边线圈与谐振电感的连接点。

以图1所示的PWM型三电平电路为例,理想情况下一个开关周期中开关管
Q1、Q2与Q3、Q4交替导通,变压器T1是双向激磁,其磁滞曲线对称工作在一
三相限;但实际应用中,由于实际器件参数的离散性、布局的不对称性、控制
精度等影响,变压器T1往往会发生磁偏现象,甚至造成变压器饱和,分压电容
C1、C2中点电压严重漂移等可靠性问题。

变换器重载工作时,隔直电容C3的存在能很好地平衡前后半周期导送的功
率,从而抑制磁偏及中点电压漂移。但轻载及空载条件下,随原边电流减小,
隔直电容作用减弱,而且C3很难有效抑制D1、D2支路对C1、C2中点带来的不
对称电流,变换器工作不平衡性会加剧。尽管此时占空较小,变压器T1不容易
出现饱和现象,但C1、C2中点电压的漂移现象会变得非常突出。

为了解决中点漂移带来的可靠性问题,目前常见的方法有:提高C1、C2的
耐压裕量、检测C1、C2的电压差从而进行占空比补偿、调节C1、C2各自的负
载大小(死负载或辅助电源供电端)等。这些措施往往伴随着成本增加、变换
效率降低、设计复杂化。

[发明内容]

本发明要解决的技术问题是提供一种结构简单,低成本,不需额外控制负
担,能有效抑制三电平软开关直流变换电路中点电压漂移的方法。

本发明另一个要解决的技术问题是提供一种结构简单,低成本,不需额外
控制负担,能有效抑制中点电压漂移的三电平软开关直流变换电路。

为了解决上述技术问题,本发明采用的技术方案是,一种三电平半桥软开
关直流变换电路抑制中点漂移的方法,电路的开关变换器件通过隔直电容与电
容分压电路的中点连接,使导致中点电压漂移的中点电流在隔直电容上累积形
成直流电压量,依靠隔直电容累积的电压量,调节变压器端的正负向工作电压,
使中点电压的漂移量得到抑制。

一种实现上述方法的三电平半桥软开关直流变换电路的技术方案,包括2
个分压电容组成的电容分压电路、隔直电容、4个开关管串联组成的开关桥臂、
2个开关管箝位二极管组成的开关管箝位电路、2个变压器箝位二极管组成的变
压器原边箝位电路、由谐振电感与变压器原边线圈串联组成的输出电路;所述
的开关桥臂包括上桥臂和下桥臂,所述开关管箝位电路的一端接上桥臂的中点,
另一端接下桥臂的中点;所述输出电路的一端接开关桥臂的中点,另一端接开
关管箝位电路的中点,所述变压器原边箝位电路的中点接变压器的原边线圈,
所述隔直电容的一端接电容分压电路的中点,另一端接开关管箝位电路的中点。

以上所述的三电平半桥软开关直流变换电路,隔直电容的电容值小于分压
电容的电容值。

以上所述的三电平半桥软开关直流变换电路,变压器原边箝位电路的一端
接电容分压电路的高压端,另一端接电容分压电路的低压端。

以上所述的三电平半桥软开关直流变换电路,所述的谐振电感一端接变压
器原边箝位电路的中点,另一端接开关桥臂的中点。

以上所述的三电平半桥软开关直流变换电路,变压器原边箝位电路的一端
接上桥臂的中点,另一端接下桥臂的中点。

以上所述的三电平半桥软开关直流变换电路,包括箝位阻抗,变压器原边
箝位电路的中点通过所述的箝位阻抗接变压器的原边线圈。

以上所述的三电平半桥软开关直流变换电路,包括飞跨电容,所述的飞跨
电容与开关管箝位电路并联。

本发明保留了原有传统三电平半桥软开关电路的基本特性,还能有效抑制
输入电容中点电压漂移,而且相对较小感量的谐振电感即可保证滞后关断管软
开关的顺利实现,占空比损失小,是一种低成本、高性能、高可靠性的技术方
案。

[附图说明]

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1是现有技术PWM型三电平软开关直流变换电路的电路图。

图2是本发明三电平半桥软开关直流变换电路实施例1的电路图。

图3是本发明实施例1中模式一阶段的等效电路和电流回路示意图。

图4是本发明实施例1中模式二阶段的等效电路和电流回路示意图。

图5是本发明实施例1中模式三阶段的等效电路和电流回路示意图。

图6是本发明实施例1中模式四阶段的等效电路和电流回路示意图。

图7是本发明实施例1中模式五阶段的等效电路和电流回路示意图。

图8是本发明实施例1中模式六阶段的等效电路和电流回路示意图。

图9是本发明三电平半桥软开关直流变换电路实施例2的电路图。[具体
实施方式]

实施例1三电平直流变换电路的结构见图2,隔直电容C3直接与输入分压
电容C1、C2中点连接,并且有C1=C2>C3。从结构上,任何导致C1、C2电
压不平衡的中点电流一定会流过C3。以C1向副边导送的功率大于C2,电路进
入不平衡工作状态为例,工作电流会净流入C1、C2连接中点,C1的电压会逐渐
下降,C2的电压会逐渐上升,中点电压会产生一定漂移。考虑隔直电容C3容量
较小,净流入C1、C2连接中点的电流会在隔直电容C3上快速累计一定的直流
电压,从而使得电路在进入新的稳定工作状态时,C1、C2的中点电压漂移得到
有效抑制。

以下根据图3-6对电路工作的几个典型模式做进一步分析:

模式一:能量导送阶段

如图3所示,开关管Q1、Q2导通,变压器T1原边正向激磁。与传统PWM
三电平电路相同,分压电容C1通过变压器T1向副边传送能量。

模式二:超前管关断阶段

如图4所示,当开关管Q1关断过程中,其结电容在负载电流及谐振电感La
储能能量的共同作用下充电。开关管Q2维持导通,开关管Q3、Q4的结电容随
着开关管Q1结电容的充电而放电,维持整个串联支路的电压等于分压电容C1、
C2的电压和。当开关管Q1反压升高到C1与隔直电容C3电压之和时,箝位二极
管D1箝位导通。

模式三:谐振电感续流阶段

如图5所示,开关管Q1被箝位二极管D1箝位关断后,谐振电感La通过箝
位二极管D1、开关管Q2续流,谐振电感La的下降斜率为:

dl La dt : = VD 1 + VQ 2 + VZ L a ]]>

其中:V D1、V Q2、VZ分别为谐振电感La续流电流在箝位二极管D1、开
关管Q2及续流回路阻抗上产生的压降。

在此过程中,隔直电容并没有加入到La的续流支路,La的能量只有极少一
部分消耗在箝位二极管D1、开关管Q2及线路阻抗上,其续流电流的下降斜率很
低。这样滞后管Q2关断前,绝大部分谐振电感La的能量都保留了下来。

模式四:滞后管关断阶段

如图6所示,在开关管Q2关断过程中,其结电容在谐振电感La续流电流
的作用下充电,开关管Q3、Q4的结电容随之继续放电。若谐振电感La储存的
能量足够,可将开关管Q3、Q4的结电容电压放到零,甚至通过开关管Q3、Q4
自身的体二极管继续续流导通。

模式五:死区与占空比丢失阶段

死区太阳城集团内,谐振电感La通过开关管Q3、Q4自身的体二极管续流,此时
驱动导通开关管Q3、Q4即可实现开关管Q3、Q4的零电压开通。

如图7所示,开关管Q3、Q4导通后,谐振电感La的电流继续衰减并反向
增大直到变压器T1原边绕组流过的电流等于副边绕组按变压器变比折算回原边
所流过的电流,原边才会开始向副边导送能量。这一过程可称为占空比丢失。

以上过程中谐振电感La可近似看作在C2与隔直电容C3共同施加的反压作
用下,其电流急速衰减到零并反向,其斜率约为:

dl La dt : = VC 2 + VC 3 L a ]]>

其中:VC2、VC3分别为C2、C3的电压。谐振电感La越大,电流斜率越小,
占空比丢失越大

模式六:反向恢复能量箝位阶段

当变压器T1原边绕组流过的电流约等于副边绕组按变压器变比折算回原边
所流过的电流时,二极管D5、二极管D8关断,二极管D6、二极管D7导通,原
边开始向副边传递能量。由于二极管D5、二极管D8的反向恢复过程,谐振电感
La会多存储一定的反向恢复折算电流,二极管D4可以很好地为这部分电流提供
通路,将变压器原边的电压箝位,从而有效抑制二极管D5、二极管D8关断后
的尖峰电压及振荡。

当变压器箝位二极管D4电流下降到零并关断后,开关管Q3、Q4继续导通,
分压电容C2通过变压器T1向副边传送能量,进入与模式一“对称”的工作状
态。

结合以上分析,我们可以看出本的几个显著特点:

在变压器原边向副边功率传递的主要工作过程中,隔直电容C3均工作在功
率回路中,原边电流在隔直电容C3上累积的直流电压分量,能有效调节变压器
T1的正负向伏秒,可以有效起到抑制变压器严重磁偏甚至饱和的作用。

在谐振电感续流阶段中,隔直电容C3并未参与到续流支路中,谐振电感La
的能量消耗极少,在实际设计中采用较小感量的谐振电感La,滞后臂就能实现
软开关。

根据模式五中,太阳城集团原边电流变化斜率的公式可以看出,所采用的谐振电
感感量越小,电流反向的斜率越大,占空比丢失越小,变化器输出能力越高。

主要开关变换器件通过隔直电容C3与分压电容C1、C2中点连接,在所有
工作过程中,导致中点电压漂移的中点电流直流分量都会在隔直电容C3上累积
一定直流电压分量。考虑隔直电容C3与C1、C2的容量关系,电路会主要依靠
隔直电容C3累积的电压量,去调节变压器端的正负向工作电压,使电路达到新
的稳定状态,而中点电压的漂移量得到有效抑制。设计中C1、C2的电压裕量可
以适当减小,有利于提高功率密度,节约成本。

本经过实验,验证了理论分析的正确性与可行性。

本发明适用于基于移相控制的三电平半桥软开关直流变换器,具体实施结
构可参考图9所示。结构上增加飞跨电容Cs,其两端分别连接原边上桥臂开关
管中点与下桥臂开关管中点,控制上对原边开关管进行移相控制,即可实现基
于移相控制的三电平半桥软开关电路,由于飞跨电容Cs的存在,上下开关桥臂
可实现一对一的换压。将隔直电容C3的一端接电容分压电路C1、C2的中点,
另一端接开关管箝位电路的中点同样可以有效控制中点电压漂移,降低谐振电
感La的感量要求。

本发明适用于变压器原边电压经一定阻抗进行箝位的三电平半桥软开关电
路,变压器箝位电路还可将变压器原边电压直接或通一定阻抗箝位在上桥臂Q1、
Q2的中点与下桥臂Q3、Q4的中点,如图9所示。在变压器原边电压箝位回路中
串联一定阻抗,有利于加速谐振电感多余能量的衰减速度,小占空比时避免因
变压器箝位二极管因电流连续而带来反向恢复等可靠性问题,串联的阻抗可以
是电阻、电容或电阻电容组成的串并联网络;将变压器原边箝位电路箝位点放
在上下桥臂中点,当Q1、Q4导通时,若忽略其导通损耗,实质上变压器原边电
压还是被箝位在输入电压范围内,但电源在布线等方面会有所变化。

本发明以上实施例除了隔直电容,主要开关变换器件均不直接与分压电容中点
连接,既保留了原有传统三电平半桥软开关电路的基本特性,还能有效抑制输
入电容中点电压漂移,而且相对较小感量的谐振电感即可保证滞后关断管软开
关的顺利实现,占空比损失小,是一种低成本高性能高可靠性的方案。

关 键 词:
电平 半桥软 开关 直流 变换 电路 抑制 中点 漂移 方法
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