太阳城集团

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谐振变换器.pdf

摘要
申请专利号:

太阳城集团CN201210157604.8

申请日:

2012.05.18

公开号:

CN102790534B

公开日:

2015.01.21

当前法律状态:

授权

有效性:

有权

法律详情: 授权|||实质审查的生效IPC(主分类):H02M 3/338申请日:20120518|||公开
IPC分类号: H02M3/338 主分类号: H02M3/338
申请人: 英飞凌科技奥地利有限公司
发明人: 李冬; 刘建伟; 王赞
地址: 奥地利菲拉赫
优先权: 2011.05.19 US 13/111,511
专利代理机构: 北京康信知识产权代理有限责任公司 11240 代理人: 余刚;吴孟秋
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法律状态
申请(专利)号:

太阳城集团CN201210157604.8

授权太阳城集团号:

102790534B||||||

法律状态太阳城集团日:

2015.01.21|||2013.01.16|||2012.11.21

法律状态类型:

授权|||实质审查的生效|||公开

摘要

本发明公开了一种谐振变换器,该谐振变换器包括用于施加输入电压的第一输入端子和第二输入端子以及用于提供输出电压的第一输出端子和第二输出端子。变压器包括初级绕组和次级绕组,其中,初级绕组和次级绕组均具有第一端子和第二端子。串联谐振电路包括电容元件以及变压器的初级绕组。开关电路连接在第一输入端子和第二输入端子与串联谐振电路之间。整流电路连接在次级绕组与第一输出端子和第二输出端子之间。箝位电路连接在初级绕组的第一端子和第二端子中的一个与第一输入端子和第二输入端子之间。

权利要求书

1.一种谐振变换器,包括:
用于施加输入电压的第一输入端子和第二输入端子;
用于提供输出电压的第一输出端子和第二输出端子;
具有初级绕组和次级绕组的变压器,所述初级绕组和所述次级
绕组均具有第一端子和第二端子;
串联谐振电路,包括电容元件和所述变压器的所述初级绕组;
开关电路,连接在所述第一输入端子和所述第二输入端子与所
述串联谐振电路之间;
整流电路,连接在所述次级绕组与所述第一输出端子和所述第
二输出端子之间;以及
箝位电路,连接在所述初级绕组的所述第一端子和所述第二端
子之一与所述第一输入端子和所述第二输入端子之间。
2.根据权利要求1所述的谐振变换器,其中,所述初级绕组的所述第
一端子被配置在所述初级绕组与所述电容元件之间。
3.根据权利要求1所述的谐振变换器,还包括:
与所述初级绕组和所述电容元件串联连接的感应元件。
4.根据权利要求3所述的谐振变换器,还包括:
与所述初级绕组并联连接的另一感应元件。
5.根据权利要求1所述的谐振变换器,其中,所述箝位电路包括:
第一箝位元件,连接在所述初级绕组的所述第二端子与所述第
一输入端子之间;以及
第二箝位元件,连接在所述初级绕组的所述第二端子与所述第
二输入端子之间。
6.根据权利要求5所述的谐振变换器,其中,所述初级绕组的所述第
一端子连接至所述开关电路。
7.根据权利要求5所述的谐振变换器,其中,所述第一箝位元件和所
述第二箝位元件为PN二极管或PIN二极管。
8.根据权利要求5所述的谐振变换器,其中,所述第一箝位元件和所
述第二箝位元件为肖特基二极管。
9.根据权利要求1所述的谐振变换器,其中,所述整流电路包括:
所述次级绕组的中心抽头,连接至所述第一输出端子;
第一整流元件,连接在所述次级绕组的所述第一端子与所述第
二输出端子之间;以及
第二整流元件,连接在所述次级绕组的所述第二端子与所述第
二输出端子之间。
10.根据权利要求9所述的谐振变换器,其中,所述第一整流元件和所
述第二整流元件为二极管。
11.根据权利要求9所述的谐振变换器,其中,所述第一整流元件和所
述第二整流元件为同步整流器。
12.根据权利要求1所述的谐振变换器,其中,所述开关电路包括:
第一半桥电路,具有串联连接在所述第一输入端子和所述第二
输入端子之间的两个开关,并具有输出端,
其中,所述串联谐振电路连接在所述第一半桥电路的所述输出
端与所述第二输入端子之间。
13.根据权利要求1所述的谐振变换器,其中,所述开关电路包括:
第一半桥电路,具有串联连接在所述第一输入端子与所述第二
输入端子之间的两个开关,并具有输出端;以及
第二半桥电路,具有串联连接在所述第一输入端子和所述第二
输入端子之间的两个开关,并具有输出端,
其中,所述串联谐振电路连接在所述第一半桥电路的所述输出
端与所述第二半桥电路的所述输出端之间。

说明书

谐振变换器

技术领域

本发明实施方式涉及一种谐振功率变换器,尤其地,涉及一种串联谐
振变换器或LLC变换器。

背景技术

由于谐振变换器可以在高频率下操作且提供较低的切换损耗,所以它
们在功率转换领域中变得越来越受欢迎。

谐振变换器包括具有两个开关的至少一个半桥电路,该半桥电路根据
DC输入电压来生成方波电压。方波电压被提供给谐振电路,并为了提供
DC输出电压而整流谐振电路的电路元件之一上的电压。方波电压在谐振
电路中引起振荡电压。该振荡电压使半桥电路的开关以零电压切换,这有
助于保持较低的切换损耗,即便是在较高的切换频率下。

谐振变换器的谐振器可包括具有初级绕组和次级绕组的变压器。在这
种类型的变换器中,通常利用连接在次级绕组和输出端子之间的整流网路
来整流次级绕组上的电压。输出电压在输出端子处是可用的。串联谐振变
换器具有与变压器的初级绕组串联连接的串联LC电路,另外连接至LC
电路的LLC变换器包括与变压器的初级绕组并联连接的电感。

因此,可通过适当地调节半桥电路的切换频率来调整谐振变换器的输
入功率以及输出电压。谐振变换器可以以高于谐振网路的谐振频率的频率
进行操作,并且可以以低于谐振频率的频率进行操作,其中,操作模式影
响整流网路中的电流波形。

在串联谐振变换器及LLC变换器中,在次级侧整流网路上可能会出
现高电压峰值的电压鸣震(voltage ringing),特别是在整流网路具有中心
抽头拓扑结构(center-tap topology)的情况下。该鸣震可由寄生振荡电路
产生,该寄生振荡电路可包括振荡器的寄生电容和寄生电感。在传统的变
换器中,整流网路中的电路元件被选择为使得它们的电压阻断能力
(voltage blocking capability)足够高以承受高电压峰值。然而,这增加了
成本,并降低了变换器的总效率,原因在于具有较高电压阻断能力的电路
元件通常具有较高的传导损耗。

因此,需要提供一种谐振变换器,具体地,提供在很大程度上防止或
至少部分地抑制变压器的次级侧的电压鸣震的串联谐振变换器或LLC变
换器。

发明内容

一种实施方式涉及一种谐振变换器,其包括用于施加输入电压的第一
输入端子和第二输入端子、提供输出电压的第一输出端子和第二输出端子
以及具有初级绕组和次级绕组的变压器,其中,初级绕组和次级绕组均具
有第一端子和第二端子。变换器还包括具有电容元件和变压器的初级绕组
的串联谐振电路、连接在输入端子和串联谐振电路之间的切换网络、连接
在次级绕组和输出端子之间的整流电路,连接在初级绕组的第一端子与输
入端子之间的箝位电路。

附图说明

现在参照附图对本发明的实施方式进行解释。应注意的是,这些实施
方式用于说明基本原理,因此仅说明用于理解基本原理所需的那些特征。
附图未按比例绘制。此外,在所有附图中,相同的参考字符表示相同的特
征。

图1示意性地示出了包括箝位电路的串联谐振变换器的第一实施方
式;

图2示出了在图1的变换器中出现的驱动信号的时序图;

图3示出了串联谐振变换器的第二实施方式;

图4示出了串联谐振变换器的第三实施方式;

图5示出了LLC谐振变换器的第一实施方式;

图6示出了LLC谐振变换器的第二实施方式;

图7示出了LLC谐振变换器的第三实施方式。

具体实施方式

图1示意性地示出了根据第一实施方式的串联谐振变换器的电路图。
该变换器包括用于施加输入电压Vin的第一输入端子11和第二输入端子
12,以及用于提供输出电压Vout的第一输出端子13和第二输出端子14。
输入电压Vin例如为DC电压或整流AC电压,诸如整流正弦波电压。输
出电压Vout为DC电压。变换器被配置为根据输入电压Vin生产控制或调
节的输出电压Vout,也就是说,变换器被配置为生成输出电压Vout,使得
输出电压Vout等于指定基准电压。

图1中所示的串联谐振变换器包括具有下列元件的传统的基本拓扑
结构:耦接至输入端子11、12的开关电路20;具有初级绕组31和次级绕
组32的变压器30;包括变压器30的初级绕组31的串联谐振电路;以及
耦接在变压器30的次级绕组32与输出端子13、14之间的整流电路50。
另外,针对基本拓扑结构,串联谐振变换器包括箝位电路61、62。下面将
对箝位电路61、62的操作原理进行更详细地阐述。

在图1所示的变换器中,开关电路20包括具有第一开关元件21和第
二开关元件22的半桥电路,每个元件均具有荷载路径和控制端子。两个
开关元件21、22的荷载路径串联连接在输入端子11、12之间。两个开关
元件21、22的荷载路径共用的电路节点形成半桥电路的输出端23或中点。
开关元件21、22可被实现为传统的电子开关,如MOSFET、IGBT或BJT。
仅为了说明目的,在图1所示的实施方式中,开关元件21、22被实现为
MOSFET,具体地被实现为n型加强MOSFET。这些MOSFET分别具有
在漏源端子与栅极端子之间的漏源路径。MOSFET的漏源路径分别形成荷
载路径并串联连接在输入端子11、12之间。MOSFET 21、22的栅极端子
形成控制端。在半桥电路中,第一开关元件21充当高侧开关,第二开关
元件22充当低侧开关。

串联谐振电路包括作为第一感应元件的初级绕组31、第二感应元件
41以及串联连接在半桥电路21、22的输出端23与第二输出端子14之间
的至少一个电容元件42。串联谐振电路的谐振频率取决于初级绕组31和
第二感应元件41的电感以及电容元件42的电容。第二感应元件41可以
被实现为分立元件,还可以被实现为寄生电感,诸如变压器的线路电感或
漏电感。

根据图1中的虚线表示的一个实施方式,串联谐振电路不仅包括耦接
至第二输入端子12的一个电容元件42,还包括另一电容元件422。另一
电容元件422也与第二感应元件41串联连接,并耦接至第一输入端子11。
两个电容元件42、422可具有相同的电容。两个电容元件42、422尤其在
开关装置20被实现为如图1所示的半桥电路的情况下实现。

整流电路50包括第一整流元件51和第二整流元件52。第一整流元
件51连接在次级绕组32的第一端子321与第二输出端子14之间。第二整
流元件52连接在次级绕组32的第二端子322与第二输出端子14之间。此
外,电容元件53(如电容器)连接在输出端子13、14之间。次级绕组32
具有耦接至第一输出端子13的中心抽头。因此,整流网络50的拓扑结构
被称为中心抽头整流拓扑结构。

整流元件51、52被连接为使得变换器的输出电流Iout可以沿图1所
示的方向流动。应注意的是,还可以将次级绕组的中心抽头连接至第二输
出端子14,还可以将第一整流元件51和第二整流元件52分别连接在次级
绕组的第一端子321与第一输出端子13之间以及第二端子322与第一输出
端子13之间。然而,在这种情况下,必须使整流元件的极性反向。

下面将对图1的串联谐振变换器的操作原理进行简要说明。开关电路
20通过使两个开关元件21、22交替地接通和断开而在半桥电路的输出端
23生成方波电压。当第一开关元件21被接通时,第二开关元件22被断开,
当第二开关元件22被接通时,第一开关元件21被断开。另外,两个开关
元件21、22的接通太阳城集团之间存在死区太阳城集团Td。开关元件的接通太阳城集团是各
个开关元件接通的太阳城集团。在死区太阳城集团Td,两个开关元件21、22都是断开
的。在开关元件21、22的接通太阳城集团之间提供死区太阳城集团有助于安全防止输
入端子11、12之间的分路电流,有助于允许开关元件21、22进行零电压
切换。“零电压切换”是指当荷载路径上的电压为零时可以切换第一开关
元件和第二开关元件。在死区太阳城集团Td时,荷载路径电压在接通各个开关
元件21、22之前可降为零。

图2示意性地示出了第一开关元件21的第一驱动信号S21和第二开
关元件22的第二驱动信号S22的时序图。驱动信号S21、S22由控制电路
100生成。当开关元件21、22将被接通时,相应的驱动信号S21、S22均
具有接通电平,相应的开关元件21、22断开时均具有断开电平。为了解
释述,假设驱动信号S21、S22的接通电平为高信号电平,断开电平为低
信号电平。在图2中,Td表示第一驱动信号S21和第二驱动信号S22的
接通脉冲之间的死区太阳城集团。接通脉冲为相应的开关元件21、22接通期间
的脉冲。在图2中,T表示变换器的一个切换周期或一个驱动周期的持续
太阳城集团。在每个切换周期,每个开关元件21、22在接通时期Ton21、Ton22
接通一次。切换操作的占空比D由第一开关元件21的接通时期的持续时
间Ton21与一个切换周期的持续太阳城集团T之间的比Ton21/T限定。通常,占空
比D大约为0.5%或50%。实际上,由于死区太阳城集团Td,占空比D略小于
50%。

当第一开关元件21被接通时,半桥电路的输出端23处的电压大致等
于输入电压Vin(忽略第一开关元件21的荷载路径上的电压降)。在第一
开关元件21的接通太阳城集团内,电能经由输入端子11、12接收,并磁存储在
初级绕组31和第二感应元件41中,并以电容方式存储在电容元件42中。
存储在串联谐振电路的电路元件中的能量使电流在断开第一开关元件21
后通过串联谐振电路连续。在第一开关元件21的断开太阳城集团内,第二开关
元件22为串联谐振电路中的电流提供自由轮转电流路径。在死区太阳城集团Td
内,MOSFET 21、22的集成体二极管提供电流路径。在电路元件被用作
不包括集成二极管的第一开关元件和第二开关元件21、22的情况下,二
极管平行于开关元件21、22的荷载路径进行设置。

控制电路100生成取决于输出电压Vout的驱动信号S21、S22以便调
节输出电压Vout,使得输出电压采用指定基准电压。为此,输出电压Vout
或取决于输出电压Vout的信号被反馈至控制电路100。控制电路100可以
在变换器的初级侧实现,该侧位于初级绕组31的一侧。在这种情况下,
耦合电路(coupling circuit)101(虚线示出的)可被配置在变换器的输出
端和控制电路100之间。耦合电路101包括适用于在变压器30提供的势
垒上将输出电压Vout或包括太阳城集团输出电压Vout的太阳城集团的信号从变换器的
次级侧传输至控制电路100(变换器初级侧)的电路元件。耦合电路101
可包括适用于在势垒上传输电信号的电路元件。这种电路元件为例如光耦
合器、变压器,尤其是无芯变压器等。这种耦合电路通常为人们所熟知,
因此在此不需要进一步解释。

控制电路100可以被实现为串联谐振变换器的传统控制电路。控制电
路100被配置为调整或改变取决于输出电压Vout的半桥电路的切换频率
以便调节输出电压Vout。半桥电路的切换频率是一个切换周期的持续太阳城集团
T的倒数,即f=1/T。谐振变换器(如图1,3和4中的串联谐振变换器或
图5至7中的LLC变换器)的电压调节原理通常为人们所熟知,因此在
此不需要进一步解释。

变换器可以以低于串联谐振电路的谐振频率fRES的切换频率f进行操
作,还可以以高于串联谐振电路的谐振频率fRES的切换频率f进行操作。
在两种操作模式下,即,以低于谐振电路的切换频率及高于谐振电路的切
换频率的开关电路,因此,可以通过改变变换器的切换频率f来调节变换
器的输入功率以及输出电压Vout。变换器的输入功率是变换器在其输入端
子11、12处接收的电功率。在固定输入电压Vin下,输入功率取决于切
换频率。

参照图1,变换器包括寄生电容Cp1、Cp2。第一寄生电容Cp1是第
二感应元件41的寄生电容。为此,应该指出,第二感应元件41可以为分
立感应元件,或可以为寄生感应元件,如变压器30的寄生感应元件。第
二寄生电容Cp2为变压器30的寄生电容,且存在于变压器30的初级绕组
31和次级绕组32之间。此外,变换器包括整流网络50中的寄生电感Lp1、
Lp2。这些寄生电感Lp1、Lp2尤其为变压器30的漏电感和/或线路电感。
另外,整流元件51、52可包括充当寄生电容的输出电容Coss1、Coss2。
输出电容Coss1、Coss2存在于整流元件51、52的荷载端之间。这些输出
电容Coss1、Coss2在整流元件被实现为如图3所示的同步整流器(SR)
MOSFET的情况下尤其地具有重要电容。

寄生电容Cp1、Cp2与寄生电感Lp1、Lp2一起形成寄生振荡电路。
这些寄生振荡电路在次级绕组32的第一端子321和第二端子322可能会导
致电压过冲(voltage overshoot)。这些电压过冲可损坏连接在次级绕组21
的第一端子321和第二端子322与输出端子之一(为图1所示的实施方式
中的第二输出端子14)之间的整流元件51、52。为了防止整流元件51、
52被损坏,这些整流元件51、52被选择为使得具有足够高的电压阻断能
力。然而,变换器的成本以及整流网络50的欧姆损耗随着整流元件51,
52的电压阻断能力的增加而增加。

下面将对次级绕组32的第一端子321和第二端子322的这些电压过冲
的生成进行简要说明:在半桥电路的输出端23处提供的方波电压使振荡
电流Iosc在串联谐振电路中流动。然而,振荡电流Iosc不与输出端23提
供的方波电压同相,使得振荡电流Iosc在第一开关元件21和第二开关元
件22之一的接通状态中改变其方向。当第二开关元件22被接通时,振荡
电流Iosc首先沿第一方向(是图1中所示的方向)流动,然后改变其方向
以便沿相反的第二方向流动。当第一开关元件21被接通时,振荡电流首
先继续沿第二方向流动,然后改变其方向以便沿相反的第一方向流动。每
次振荡电流Iosc改变其电流流动方向时以及每次在输出端子23处提供的
方波电压改变其幅度时,即每次开关元件21、22中的一个断开,另一个
接通时,都会出现由寄生电路元件Cp1、Cp2、Lp1、Lp2和Coss1、Coss2
导致的振荡。可出现两种不同类型的振荡(鸣震),即,振荡电流Iosc改
变其方向时出现的第一类型,输出端23处的方波电压改变其幅度(从Vin
至零,或从零至Vin)时出现的第二类型。

两种类型的振荡在次级绕组32的端子处,从而在第一整流元件51
和第二整流元件52处可能会导致电压过冲。当振荡电流Iosc的方向从第
一方向变为第二方向时,在第二开关元件22的接通状态期间可能会出现
第一整流元件51的(第一类型的)电压过冲。这些电压过冲(振荡)具
体地由Lp1及第一整流元件51的输出电容Coss1引起。第一整流元件51
处的(第二类型的)电压过冲进一步出现在第一开关元件的接通状态开始
处。这些电压过冲(振荡)具体地由Lp2及寄生电容Cp1、Cp2引起。

当振荡电流Iosc的方向从第二方向变为第一方向时,在第一开关元
件21的接通状态期间可能会出现第二整流元件52处的(第一类型的)电
压过冲。这些电压过冲(振荡)具体地由Lp2和第二整流元件52的输出
电容Coss2引起。第二整流元件52处的(第二类型的)电压过冲进一步
出现在第一开关元件的接通状态开始时。这些电压过冲(振荡)具体地由
Lp1和寄生电容Cp1、Cp2引起。

为了防止或至少部分地抑制这些电压过冲,变换器包括具有连接在电
路节点A与第一输入端子11之间的第一箝位元件61,以及连接在电路节
点A与第二输入端子12之间的第二箝位元件62的箝位电路。第一箝位元
件61被连接为使得将电路节点A处的电势箝位至第一输入端子11处的电
势。第二箝位元件62被连接为使得将电路节点A处的电势箝位至第二输
入端子12处的电势。根据一个实施方式,第二输入端子12连接至基准电
位,如GND。在这种情况下,第二箝位元件62将电路节点A处的电势箝
位至基准电位,同时第一箝位元件61将电路节点A处的电势箝位至输入
电压Vin。箝位元件61、62例如为PN二极管、PIN二极管或肖特基二极
管。在图1所示的实施方式中,两个箝位元件被实现为PN二极管,其中,
第一箝位二极管61的阳极端子和阴极端子分别连接至电路节点A和第一
输入端子11,第二箝位二极管62的阳极端子和阴极端子分别连接至第二
输入端子12和电路节点A。

由于次级绕组32的第一端子321和第二端子322感应地耦合至电路节
点A,将电路节点A处的电压箝位至输入电压Vin和零电压中的一个还使
次级绕组的第一端子321和第二端子322的电压被箝位。第一箝位元件61
对出现在第二整流元件52上的电压尖峰(voltage spike)进行箝位,第二
箝位元件61对出现在第一整流元件51上的电压尖峰进行箝位。

参照图1,电路节点A为初级绕组31的端子之一。在该实施方式中,
电路节点A是初级绕组31的第二端,其中,初级绕组31的第一端子连接
至半桥电路的输出端23。第二感应元件41和电容元件42连接在初级绕组
31的第二端子与第二输入端子12之间,使得电路节点A是设置在串联谐
振电路的初级绕组31与其他电路元件之间的电路节点。

应注意,在切换频率f高于串联谐振电路的谐振频率fRES的操作模式
中尤其发生被箝位电路61、62箝位的电压过冲。在该操作模式下,整流
网路50在持续电流模式(CCM)下进行操作,这意味着存在从次级绕组
32的中心抽头33至输出电容器53的持续电流Ir。通常,串联谐振变换器
以大于谐振频率的切换频率进行操作,使得参照图1解释的箝位电路有助
于降低串联谐振变换器的“正常”操作模式下的电压过冲。

参照图1解释的箝位电路61、62的使用不仅限于在具有图1所示的
拓扑结构的串联谐振变换器中使用。相反,箝位电路可以和多个其他变换
器拓扑结构一起使用。下面将参照图3至图7对拓扑结构的一些实施方式
进行解释。

图3示出了串联谐振变换器的另一实施方式。图3的变换器基于图1
的变换器,其中,整流网路50包括同步整流器51、52作为整流元件。同
步整流器被实现为由控制电路100利用驱动信号S51、S52控制的n型加
强MOSFET。根据一个实施方式,另一耦接电路102可用于将用于同步整
流器MOSFET 51、52的驱动信号S51、S52经由势垒从控制电路100传输
至同步整流器MOSFET 51、52。控制信号100被配置为在代替同步整流
器MOSFET使用的二极管为导电二极管的太阳城集团段内接通同步整流器
MOSFET 51、52。串联谐振变换器中的同步整流(SR)MOSFET的使用
和控制通常是为人们所熟知的,因此在此不需要进一步解释。

图4示出了串联谐振变换器的另一实施方式。该变换器基于图3的变
换器,与图3中的变换器的不同之处在于除具有第一开关元件21和第二
开关元件22的半桥之外,开关电路20还包括具有第三开关元件24和第
四开关元件25的第二半桥电路。这些第三开关元件24和第四开关元件25
具有串联连接在输入端子11、12之间的荷载路径,并形成输出端26。第
二半桥电路的两个开关24、25被实现为图4所示的实施方式中的n型加
强MOSFET。然而,针对第一半桥电路21、22的实现所解释的一切内容
也适用于实现第二半桥电路。

在图4的变换器中,串联谐振电路连接在第一半桥电路的输出端23
与第二半桥电路的输出端26之间。连接在第一输入端子11和串联谐振电
路之间的第三开关元件24被第二驱动信号S22驱动,第二驱动信号还驱
动第二开关元件22。连接在串联谐振电路和第二输入端子12之间的第四
开关元件25被第一驱动信号S21驱动,第一驱动信号还驱动第一开关元
件21。因此,当串联谐振电路的第一端子经由第一开关元件21连接至第
一输入端子11时,串联谐振电路的第二端子经由第四开关元件25连接至
第二输入端子12;当串联谐振电路的第一端子经由第二开关元件连接至第
二输入端子12时,串联谐振电路的第二端子经由第三开关元件24连接至
第一输入端子11。

参照图5至图7,上文解释的箝位电路61、62的使用不仅限于串联
谐振变换器,而是箝位电路61、62还可用于LLC变换器。LLC变换器与
串联谐振变换器的不同之处在于LLC变换器中的串联谐振电路包括与变
压器的初级绕组并联连接的第三感应元件。图5示出了具有以图1的串联
谐振变换器的拓扑结构为基础的拓扑结构的LLC变换器,图6示出了具
有以图3的串联谐振变换器的拓扑结构为基础的拓扑结构的LLC变换器,
图7示出了具有以图4的串联谐振变换器为基础的拓扑结构的LLC变换
器。图5至图7的LLC变换器与根据图1、图3和图4的串联谐振变换器
的不同之处在于第三感应元件44与变压器30的初级绕组31并联连接。
针对图1、图3和图4的串联谐振变换器的其他电路元件解释的一切内容
由此适用于图5至图7的LLC变换器的电路元件。

除串联谐振变换器之外,LLC变换器通常以小于串联谐振电路的谐
振频率fRES的切换频率进行操作。为此,应注意,LLC变换器中的串联谐
振电路的谐振频率同样取决于第三感应元件44。尽管LLC变换器的“正
常”操作模式以小于谐振频率的频率进行,但LLC变换器启动时通常以
大于谐振频率的切换频率进行操作,其中,启动后将切换频率降低至小于
谐振频率的“正常”切换频率。

启动时使用较高的切换频率有助于保持第三感应元件44(分流感应
元件)中的浪涌电流(inrush current)较低。因此,提供箝位电路有助于
降低在大于谐振频率的切换频率下发生的整流网络50中的电压过冲,同
样有利于LLC变换器。

尽管已公开了本发明的各种示例性实施方式,但对于本领域的技术人
员显而易见的是,在不背离本发明的精神和范围的情况下能够进行实现本
发明的一些优点的各种变化及修改。对于本领域的技术人员明显的是,可
适当替换执行相同功能的其他部件。应该指出,即便在未明确提到的情况
下参照具体附图解释的特征也可以与其他附图的特征相结合。此外,本发
明的方法可以在利用适当地处理器指令的所有软件实施中或在利用硬件
逻辑和软件逻辑的组合以取得相同结果的混合实施中实现。发明构思的这
些修改旨在由所附权利要求涵盖。

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谐振 变换器
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