太阳城集团

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用于包括使用谐波混频的异步太阳城集团交织数字化器的测试和测量仪器的校准.pdf

摘要
申请专利号:

CN201610437380.4

申请日:

2016.06.17

公开号:

CN106257300A

公开日:

2016.12.28

当前法律状态:

实审

有效性:

审中

法律详情: 实质审查的生效IPC(主分类):G01R 35/00申请日:20160617|||公开
IPC分类号: G01R35/00; G01R13/02 主分类号: G01R35/00
申请人: 特克特朗尼克公司
发明人: D.G.克尼林; B.T.希克曼
地址: 美国俄勒冈州
优先权: 2015.06.19 US 62/182216; 2015.12.16 US 14/971727
专利代理机构: 中国专利代理(香港)有限公司 72001 代理人: 周学斌;张涛
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法律状态
申请(专利)号:

CN201610437380.4

授权太阳城集团号:

|||

法律状态太阳城集团日:

2018.05.18|||2016.12.28

法律状态类型:

实质审查的生效|||公开

摘要

太阳城集团一种测试和测量仪器包括被耦合到可编程滤波器的系数存储设施。该系数存储设置被配置成存储至少两个预定的滤波系数集,并被配置成基于使用补偿振荡器导出的测量结果而将所述至少两个预定滤波系数集中的所选的一个传递至滤波器。测量结果可包括时钟延迟和时钟偏斜。在某些示例中,测试和测量仪器可除选择适当的滤波系数之外还另外调整时钟延迟和/或时钟偏斜。

权利要求书

1.一种测试和测量仪器,包括:
异步太阳城集团交织(ATI)数字化器;
补偿振荡器,其被配置成向ATI数字化器提供补偿信号;
滤波器,其具有滤波系数;以及
系数存储设施,其被耦合到滤波器,该系数存储设置被配置成存储至少两个预定的滤
波系数集,并被配置成基于使用补偿振荡器导出的测量结果而将所述至少两个预定滤波系
数集中的所选的一个传递至滤波器。
2.根据权利要求1所述的测试和测量仪器,其中,所述测量结果是ATI数字化器的数字
部分上的时钟相比于ATI数字化器的模拟部分上的时钟之间的时钟延迟的测量结果。
3.根据权利要求2所述的测试和测量仪器,其中,所述测量结果还包括ATI数字化器的
数字部分上的两个时钟之间的时钟偏斜测量结果。
4.根据权利要求3所述的测试和测量仪器,其中,所述系数存储设施是具有时钟延迟和
时钟偏斜作为输入的查找表(LUT)。
5.根据权利要求4所述的测试和测量仪器,其中,LUT被结构化成存储至少10个预定的
系数集。
6.根据权利要求4所述的测试和测量仪器,其中,LUT的输出是最接近于用时钟延迟和
时钟偏斜测量结果编索引的值的系数集。
7.根据权利要求4所述的测试和测量仪器,其中,LUT的输出是内插的系数集。
8.根据权利要求1所述的测试和测量仪器,其中,所述滤波器是线性太阳城集团周期滤波器。
9.根据权利要求1所述的测试和测量仪器,其中,所述系数存储设施被结构化成只有当
测量结果超过阈值量时才将所述至少两个预定滤波系数集的新系数集传递至滤波器。
10.根据权利要求1所述的测试和测量仪器,还包括时钟调整电路,其被结构化成修改
ATI数字化器的数字部分上的至少一个时钟的定时。
11.一种用于确定测试和测量仪器中的异步太阳城集团交织(ATI)数字化器之内的补偿值的
方法,包括:
在ATI数字化器处在输入信号至来自补偿振荡器的补偿信号之间进行切换;
测量时钟参数值;
基于测量的时钟参数值来选择多个预存储的滤波系数集中的一个;以及
将所选滤波系数集存储到ATI数字化器的可编程滤波器中。
12.根据权利要求11所述的方法,其中,测量时钟参数值包括使用补偿振荡器来测量时
钟参数值。
13.根据权利要求11所述的方法,其中,测量时钟参数值包括测量时钟延迟,并且还包
括测量ATI的数字域中的两个时钟的时钟偏斜。
14.根据权利要求13所述的方法,还包括基于时钟延迟和基于时钟偏斜来选择所述多
个预存储的滤波系数集中的一个。
15.根据权利要求13所述的方法,其中,选择多个预存储的滤波系数集中的一个包括访
问所述多个预存储的滤波系数集被存储到其中的查找表(LUT)。
16.根据权利要求15所述的方法,其中,所述LUT包括至少10个预存储的滤波系数集。
17.根据权利要求14所述的方法,其中,基于测量的时钟参数值来选择多个预存储的滤
波系数集中的一个包括选择所述多个预存储的滤波系数集中的最接近于编索引值的滤波
系数集。
18.根据权利要求14所述的方法,其中,基于测量的时钟参数值来选择多个预存储的滤
波系数集中的一个包括根据所述多个预存储的滤波系数集中的至少两个来内插滤波系数
集。
19.根据权利要求11所述的方法,其中,所述LUT包括至少10个预存储的滤波系数集。
20.根据权利要求11所述的方法,还包括修改ATI数字化器的数字部分上的至少一个时
钟的定时。

说明书

用于包括使用谐波混频的异步太阳城集团交织数字化器的测试和测量仪器的校准

相关申请的交叉引用

本申请要求2015年6月19日提交的题为“CALIBRATION FOR TEST AND MEASUREMENT
INSTRUMENT INCLUDING ASYNCHRONOUS TIME-INTERLEAVED DIGITIZER USING HARMONIC
MIXING”的美国临时专利申请62/182,216的权益,并且是2014年4月16日提交的美国专利申
请14/254,373的部分继续申请,该美国专利申请14/254,373是发布为美国专利8,742,729
的美国专利申请13/116,234的部分继续申请。本申请还涉及2014年3月28日提交的美国专
利申请14/229,307。所有所引用的申请的内容据此通过引用被结合到本文中。

背景技术

本公开涉及测试和测量仪器,并且更特别地涉及包括使用谐波混频以便减少噪声
的一个或多个异步太阳城集团交织数字化器的测试和测量仪器的校准。

诸如数字示波器之类的测试和测量仪器的可用带宽受到用来将输入信号数字化
的模数转换器(ADC)的限制。ADC的可用带宽可以被限制为ADC的最大采样速率的一半或模
拟带宽的较少者。已经开发了各种技术以用现有ADC将较高带宽信号数字化。在上述专利和
申请中描述了一个此类技术,其包括将输入信号分离成许多分离信号,每个分离信号包括
输入信号的基本上所有带宽。然后用谐波混频器将分离信号分别地混频并数字化。可以将
数字化的分离信号重组以实现重构的输入信号。这种技术称为ATI或异步太阳城集团交织系统。

如果由于此类系统的模拟失配而发生交织误差,可以进行硬件调整以便对时钟振
幅和相位进行混频。还可以对调整进行校准以最小化交织失配凸刺(spur)。替换地或另外,
可以表征硬件失配,并且可使用线性的时变修正滤波器来抵消交织凸刺。

先前,此类校准在仪器被装运给客户之前在工厂发生。虽然对仪器进行了初始的
工厂校准,但硬件性能可能基于运行时的环境条件(诸如温度和湿度)而从其已校准状态漂
移。然而,针对此类灵敏设备的特定硬件状态进行校准要求访问跨越内部数字化器的全频
率范围的信号源。然而,在'373申请中描述的内置校准振荡器并不是遍及潜在信号源的整
个范围而可调谐的。因此,具有并未跨越潜在信号源的整个范围的内置校准振荡器的系统
的校准变差。

本发明的实施例解决了这些及其它限制。

附图说明

图1是根据本发明的实施例的用于使用谐波混频的测试和测量仪器的ADC系统的
框图。

图2—8图示出用于图1的测试和测量仪器的ADC系统中的各种信号的频谱分量的
示例。

图9—12是图1的谐波混频器的示例的框图。

图13是具有补偿振荡器的图1的异步太阳城集团交织(ATI)数字化器的框图的实施例。

图14是具有补偿振荡器的图1的ATI数字化器的框图的另一实施例。

图15是根据本发明的实施例的包括校准系统的图1的ATI数字化器的实施例的框
图。

图16是根据本发明的实施例的包括校准系统的图1的ATI数字化器的另一实施例
的框图。

图17是图示出根据本发明的实施例的如何可在ATI数字化器的校准期间将滤波系
数存储并编索引的二维阵列。

具体实施方式

本公开描述了用于使用谐波混频的测试和测量仪器的ADC系统的实施例。

图1是根据本发明的实施例的用于使用谐波混频的测试和测量仪器的ADC系统的
框图。在本实施例中,仪器包括分离器10,其被配置成将具有特定频谱的输入信号12分离成
多个分离信号14和16,每个分离信号包括输入信号12的基本上整个频谱。分离器10可以是
可以将输入信号12分离成多个信号的任何种类的电路。例如,分离器10可以是电阻分压器。
因此,在每个分离信号14和16中可以存在输入信号12的基本上所有频率分量。然而,根据路
径数目、所使用的谐波信号等,用于分离器10的各种分离信号的频率响应可能不同。

分离信号14和16被分别地输入到谐波混频器18和24。谐波混频器18被配置成将分
离信号14与谐波信号20混频而生成经混频的信号22。同样地,谐波混频器24被配置成将分
离信号16与谐波信号26混频而生成混频信号28。

如本文所使用的谐波混频器是被配置成将信号与多个谐波混频的设备。虽然已结
合谐波混频描述了乘法和/或混频,如下面将更详细地描述的,可以使用具有将信号与多个
谐波相乘的效果的设备作为谐波混频器。

在某些实施例中,多个谐波可以包括零阶谐波或DC分量。例如,在某些实施例中,
谐波信号20可以是用等式(1)表示的信号:


在这里,F1表示一阶谐波且t表示太阳城集团。因此,具有等式(1)的形式的信号在DC下和频率
F1下具有谐波。

谐波信号26可以是由等式(2)所表示的信号


类似于谐波信号20,谐波信号26在DC和频率F1下具有谐波。然而,频率F1下的一阶谐波
相对于谐波信号20中的类似一阶谐波异相180度。

数字化器30被配置成将混频信号22数字化。同样地,数字化器32被配置成将混频
信号28数字化。数字化器30和32可以是任何种类的数字化器。虽然未图示出,每个数字化器
30和32可以根据需要具有前置放大器、滤波器、衰减器及其它模拟电路。因此,输入到数字
化器30的混频信号22例如可以在数字化之前被放大、衰减或者另外被滤波。

数字化器30和32被配置成以有效采样速率操作。在某些实施例中,数字化器30可
以包括单个模数转换器(ADC)。然而,在其它实施例中,数字化器30可以包括以较低采样速
率操作以实现较高有效采样速率的多个交织ADC。

谐波信号20和26中的至少一个的一阶谐波不同于数字转换器30和32中的至少一
个的有效采样速率。例如,谐波信号20的一阶谐波F1可以是34 GHz。数字化器30的采样速率
可以是50 GS/s。因此,一阶谐波F1不同于有效采样速率。

在某些实施例中,谐波信号的一阶谐波不需要是数字化器中的至少一个的有效采
样速率的整数倍或几分之一。换言之,在某些实施例中,与谐波混频器相关联的谐波信号的
一阶谐波不是数字化器中的至少一个的有效采样速率的整数倍或几分之一。

在某些实施例中,谐波信号的一阶谐波可以在数字化器中的至少一个的有效采样
速率与数字化器中的至少一个的有效采样速率的一半之间。特别地,如下面将进一步详细
地描述的,此类频率允许将在一阶谐波以上和/或以下的高频分量在频率方面向下混频至
数字化器30的采样速率的一半以下。因此,可以由数字化器30对此类频率分量进行有效地
数字化。

应理解的是输入信号12的所有波段经历所有路径。换言之,当不止一个通道被组
合以便处理单个输入信号12时,每个通道或路径接收输入信号12的基本上整个带宽。随着
输入信号12传输通过所有数字化器,显著地改善了信噪比。

滤波器36可被配置成对来自数字化器30的数字化混频信号34进行滤波。同样地,
滤波器42可以被配置成对来自数字化器32的混频信号40进行滤波。谐波混频器46和52被配
置成将已滤波混频信号38和44分别地与谐波信号48和54混频。在某些实施例中,谐波信号
48和54在频率和相位方面可以基本上类似于对应的谐波信号20和26。虽然谐波信号20和26
是模拟信号,并且谐波信号48和54是数字信号,但用于这些谐波信号的比例因数可以彼此
相同或类似。输出信号50和56称为再混频信号50和56。组合器58被配置成将再混频信号50
和56组合成重构的输入信号60。在某些实施例中,组合器58可以不仅仅实现信号的加法。例
如,可以在组合器58中实现求平均、滤波、缩放等。

可以用数字方式实现滤波器36和42、谐波混频器46和52、谐波信号48和54、组合器
58及其它相关联的元件。例如,可以使用数字信号处理器(DSP)、微处理器、可编程逻辑器
件、通用处理器或根据期望具有适当外围设备的其它处理系统来实现数字化信号的处理功
能。可以使用完整集成到完全分立部件之间的任何变化来实现该功能。

使用谐波信号20、26、48和54的某种形式的同步。例如,可以将谐波信号20和26的
谐波锁定到与数字化器30和32有关的时钟。在另一示例中,可以将谐波信号数字化。因此,
一阶谐波将可用来使谐波信号48和54同步。在另一示例中,可以向混频信号22和28中的一
个或多个添加带外音。使用34 GHz的一阶谐波,可以向混频信号22添加19.125 GHz和21.25
GHz音调或34 GHz的9/16和10/16。由于这些音调在由滤波器36最后确立的滤波带宽之外
(即取决于过渡波段的约18 GHz),所以该音调可以对重构信号60具有基本上可忽略的影
响。然而,由于音调可以小于尼奎斯特频率,即对于50 GS/s采样速率而言小于25 GHz,所以
可以通过在滤波之前使用数字化混频信号34来获取音调。无论使用的技术如何,都可以保
持谐波信号20和26及数字谐波信号48和54之间的相位和频率关系。

图2—8图示出用于图1的测试和测量仪器的ADC系统中的各种信号的频谱分量的
示例。参考图1和2,频谱100可以是输入信号12和因此分离信号14的频谱。使用在等式(1)中
定义的谐波信号的上述示例,分离信号14的DC分量通过,如频谱100所表示的。然而,在频率
F1下还将输入信号12中的频谱100与一阶谐波混频。结果得到的频谱102是此类混频的产
物。因此,混频信号22包括频谱100和频谱102的分量。这里,并且在其它图中,频谱分量被图
示为单独且重叠的,然而实际频谱将是频谱100和102的组合。

参考图1和3,由于输入信号12与谐波信号26的DC谐波的混频,频谱110同样地表示
混频信号28的分量。然而,与图2相反,频谱112相对于图2的频谱102具有180度相位差。如上
所述,谐波信号26的一阶谐波从谐波信号20的一阶谐波相移180度。谐波信号26中的此180
度相移诱导频谱112中的180度相移。180度相位差被图示为短划线。

图4和5表示已滤波混频信号38和44的频谱。在某些实施例中,该滤波可以是相应
数字化器30和32、滤波器36和42等的固有滤波的函数。虽然在图1中将滤波图示为在数字化
器36和42之后发生,但是可在其它位置上执行滤波。例如,某些滤波可以在数字化之前发
生。可以用低通滤波器对混频信号22和28进行滤波,该低通滤波器具有数字化器30和32的
有效采样速率的接近一半的截止频率。滤波器36和42的滤波可以添加到此类固有和/或诱
导滤波。

在某些实施例中,混频信号22和28的净滤波可以导致太阳城集团谐波信号20和26的一阶
谐波的频率的一半基本上互补的频率响应。也就是说,高于频率F1/2的给定偏移下的频率
响应和低于频率F1/2的给定偏移下的频率响应可以相加为一。虽然已经使用一作为示例,
但可以根据期望使用其它值,诸如用于信号的缩放。此外,上述示例被描述为理想情况。也
就是说,所实现的滤波可以具有不同的响应以解释非理想部件、校准等。

在频率响应的特定示例中,使用上述34 F GHz F1,频率F1/2可以是17 GHz。从DC至
16 GHz,频率响应可以是一。从16至18 GHz,频率响应可以线性地从一变成零,在17 GHz处
通过1/2。

表示已滤波混频信号38的图4中的结果得到的频谱分量包括用频谱120图示的频
谱100的低频部分以及用频谱122图示的频谱102的低频部分。请注意,由于该混频,频谱122
包括频谱100的较高子波段的频率分量,虽然在频率方面相反。同样地,图5的频谱分量130
和132对应于图3的频谱110和112的低频分量。在频谱132中保持频谱112的180度相位关系。

因此,通过谐波混频,输入信号12的两个子带已被数字化,即使子带的跨距将已经
超过与数字化器30和32相关联的尼奎斯特带宽。在本实施例中,每个混频信号(无论是模
拟、数字、滤波等)包括输入信号12的每个子带的分量。也就是说,在本示例中,从混频信号
22和28到已滤波数字化混频信号38和44的每个信号包括频谱100的低频子带和高频子带两
者。

特别地,输入信号12的子带已经频移至基带子带的带宽内。在某些实施例中,输入
信号12的每个子带可以频移至单个子带的带宽内。然而,根据子带的数目以及谐波信号,每
个子带可并非存在于每个混频信号中。

图6和7表示再混频信号50和56的频谱。参考图1和6,频谱表示再混频信号50。如上
所述,可以在谐波混频器46中将已滤波数字化混频信号38与在频率和相位方面基本上类似
于谐波信号20的谐波信号48混频。因此,图4的频谱与DC分量和一阶谐波混频。

频谱140和142表示由图4的频谱120和122与DC分量混频的频谱。频谱144表示将频
谱120与一阶谐波混频的结果。频谱146和148表示图4的频谱122与一阶谐波混频。

同样地,图7表示再混频信号56的频谱。频谱150和152表示DC分量与图5的频谱的
混频。频谱154表示谐波信号54的一阶谐波与图5的频谱130的混频。特别地,由于谐波信号
54的一阶谐波具有相对180度相移,所以结果得到的频谱154还具有短划线所表示的180度
相移。

图5的频谱132还与谐波信号54的一阶谐波混频;然而,频谱132已经具有180度诱
导相移。因此,附加的180度相移导致有效的0度相移,用频谱156和158的实线表示。

图8图示出图1的重构的输入信号60的频谱160。频谱162和164表示形成频谱160的
分量子带。频谱166表示来自相对于图6和7所描述的混频的附加边带。在本实施例中,可以
将频谱166滤掉;然而,在其它实施例中,子带可以扩展超过一阶谐波频率F1。在此类实施例
中,可以通过相消组合来消除从低频子带生成的频谱166。

由于再混频信号50和56的分量的相对定相,其原始频率范围内的子带相长地组
合,而在其原始频率范围外面的子带被定相成相消地组合。参考图6—8,当被组合时,频谱
140和150相长地组合,导致频谱162。频谱142和152相消地组合,因为频谱异相180度。因此,
在基带子带之内的频谱中,其余子带是原始子带。

同样地,针对从约F1/2至F1的子带,频谱146和156相长地组合成频谱164,而频谱
144和154相消地组合。频谱148和158相长地组合成频谱166;然而,可以将频谱166滤掉,因
为其超过了在这种情况下大约小于频率F1的预期输入频率范围。

如频谱162和164所图示,过渡围绕着频率F1/2发生。此过渡是上文参考图4和5所
描述的滤波的结果。特别地,频谱162和频谱164的斜率是互补的。因此,当频谱162和164的
频谱分量被组合时,频谱160的结果得到的部分与原始频谱基本上匹配。

因此,通过将输入信号12与各种谐波信号混频,可以使输入信号12的子带通过数
字化器的较低带宽。虽然混频信号包括重叠子带,由于谐波信号的定相,子带在被如上所描
述地组合时相长地和相消地组合以产生输入信号12的基本上准确的表示。

图9—12是图1的谐波混频器的示例的框图。在某些实施例中,可以使用混频器来
将分离信号14和16与相应的谐波信号20和26混频。可以使用可以在所有端口上使DC和基带
信号通过的混频器作为谐波混频器。

图9A和9B图示出谐波混频器的示例,其可以表示上文所讨论的谐波混频器18、24、
46和/或52中的任何一个或多个。图9A图示出2路太阳城集团交织开关。图9B图示出N路太阳城集团交织开
关。

在这些实施例中,开关180和/或181被配置成接收输入信号182。当使用2路开关
180时,输入信号182响应于控制信号188而被切换到输出184和186。当使用N路开关181时,
输入信号响应于控制信号188而被切换到输出184、186,一直到第N输出187。例如,开关181
可以是三掷开关、四掷开关等直至N掷开关,这促使输入信号182在每个点或输出处花费其
太阳城集团的1/N。随着添加进一步的路径和子带,可以适当地对谐波信号的谐波进行定相。在某
些实施例中,谐波信号的相对相移可以在相位方面间隔开一个周期除以子带数目的时移。

由于脉冲与总时钟循环相比变得更短,谐波含量变得更丰富。例如,针对两路或三
路开关,使用零阶谐波(DC)和一阶谐波。针对四路或五路开关,可以使用零阶谐波、一阶谐
波以及二阶谐波。针对六路或七路开关,可以使用零阶谐波、一阶谐波、二阶谐波以及三阶
谐波。随着N增加,脉冲变窄,从而产生更丰富的谐波含量。控制信号188可以是上文所描述
的具有一阶谐波的基频或其它适当谐波频率的信号。

输入信号182的所有波段经历所有路径,即到输出路径(例如,184、186直至第N输
出187)中的每一个。

例如,参考开关180,控制信号188可以是具有34 GHz的基频的方波。作为切换的结
果,输出184将在控制信号的一个半循环期间接收到输入信号182,并且在相反的半循环期
间将约为零。实际上,输出184是输入信号182乘以在34 GHz下在零与一之间振荡的方波。此
类方波可以用等式(3)来表示。


等式(3)是此类方波的泰勒级数展开。列出了DC和前两个谐波。在这里,F1是34
GHz。虽然分量的量值是不同的,但等式(1)和(3)包括类似谐波。

输出186类似于输出184;然而,在其期间输入信号182被路由到输出186的太阳城集团段
相对于输出184而言是反向的。效果再次地类似于将输入信号182与等式(4)所定义的方波
相乘。


类似于等式(3),等式(4)类似于在上述等式(2)中描述的谐波信号。因此,开关180
的开关的乘法效果基本上类似于上文所描述的分离信号与谐波信号的混频。另外,在本示
例中,开关可以既充当分离器10又充当谐波混频器18和24。然而,在其它实施例中,开关180
可以是单极单掷开关并充当单个谐波混频器。

虽然DC分量和一阶谐波的相对量值是不同的,但可以通过适当路径中的补偿滤波
器来修正此类不平衡。例如,与基带子带相比频率F1/2与频率F1之间的以上所描述的子带可
以具有在组合器58中的重组期间应用的不同的增益。

另外,上述等式(3)和(4)还列出了三阶谐波。在某些实施例中,可能期望三阶谐
波。然而,如果不是的话,可以用适当的滤波来补偿此类谐波的效果。例如,可以对输入信号
12进行滤波以去除在频率F1以上的频率分量。因此,此类频率分量将不会存在而与处于3*F1
的频率混频。此外,数字化器之前的滤波可以去除否则可由于混叠而影响数字化信号的任
何更高阶频率分量。

在由于模拟失配而引起的交织误差的情况下,可以进行硬件调整以便对时钟振幅
和相位进行混频。然后可以对调整进行校准以最小化交织失配凸刺。替换地或除上述方法
之外,可以表征硬件失配,并且可以使用线性的时变修正滤波器来抵消交织凸刺。此外,在
某些情况下,开关可能并不总是完美地操作。例如,错误的开关可能在一个方向上比在另一
个方向上花费更多的太阳城集团,从而引起偏斜的占空比。可以将数字谐波混频器46和52配置成
通过对数字谐波信号48和/或54的振幅或相位进行精细的调整而补偿可存在于模拟谐波信
号20和/或26中的相位或振幅误差。

图10是另一谐波混频器的示例。开关电路200被配置成响应于控制信号206而交替
地将两个输入信号202和204切换到输出208和210。控制信号206再次地可以是方波或其它
类似信号以使得开关电路200的开关能够进行开关。在控制信号206的一个半循环期间,输
入信号202被切换至输出208,而输入信号204被切换至输出210。在另一半循环期间,输入信
号202被切换到输出210,而输入信号204被切换到输出208。

在某些实施例中,输入信号204可以是输入信号202的反向且缩放版本。此类输入
和上文所描述的开关的结果是DC及其它谐波相对于图9A的开关180从上文所描述水平的再
平衡。例如,输入信号204可以是输入信号202的分数反向版本。作为用图9A的开关180在1与
0之间切换的替代,例如,可以将输出208和210的有效输出在1与(2−π)/(2+π)之间切换。因
此,可以根据期望来调整振幅和DC水平以创建谐波之间的期望平衡。

图11图示出谐波混频器的替换示例。谐波混频器170包括分离器172、混频器175以
及组合器177。分离器172被配置成将输入信号171分离成信号173和174。信号174被输入到
组合器177。由于信号174未与另一信号混频,所以信号174可以充当上文所描述的谐波混频
器的DC分量。

信号173被输入到混频器175。信号176与信号173混频。在某些实施例中,信号176
可以是单个谐波,诸如上文所描述的频率F1。如果期望附加谐波,则可以提供附加混频器并
在组合器177中将各输出组合。

在另一实施例中,信号176可以包括多个谐波。只要混频器175的端口的带宽可以
适应期望的频率范围,则可以使用单个混频器175。然而,由于上述谐波信号的DC分量通过
不同的路径被传递至组合器177,所以接收信号173和176的混频器端口不需要操作至DC。因
此,可使用更多种类的混频器。一旦信号179和174在组合器177中被组合,则输出信号178可
以基本上类似于上述混频信号。

在某些实施例中,分离器172可以但不需要将输入信号171对称地分离。例如,输出
信号174的分离器的一侧可具有处于上述滤波截止频率或在其以上的带宽。输出信号173的
分离器172的一侧可以具有以信号176的谐波为中心的频率范围和上述滤波截止频率的两
倍或更大的带宽。换言之,分离器172的频率响应不需要对于每个路径而言都相等,并且可
以根据期望来裁剪。

图12是图9A的一般拓扑的谐波混频器的另一示例。在本实施例中,可以将谐波信
号224通过变压器225输入到类似于混频器的二极管环220中。可以将输入信号222输入到变
压器225的分接头。因此,根据谐波信号224,可以将输入信号222在输出226和228之间切换。
例如,谐波信号224在变压器的底部为正且顶部为负时引起左侧二极管227接通,或者在变
压器的极性相反时引起右侧二极管229接通。以这种方式,输入信号222被交替地路由到输
出228和输出226。在某些实施例中,可以使用附加二极管环来终止输出和/或注入输入信号
222的子带的反向部分以实现较高的增益,补偿不平衡谐波等,如在图10的拓扑中。

在某些实施例中,实现两个路径或两个重叠子带。然而,如上所述,可以使用任何
数目的路径和子带。在此类实施例中,所使用的谐波数目可以等于一加子带数目的一半,向
下舍入,其中,DC被包括为零阶谐波。例如,针对三个子带,只能使用两个谐波。使用上述频
率范围作为示例,一阶谐波可以使高于频率F1的频率频移至基带子带。可以以120度相对相
移对谐波信号的一阶谐波进行定相。

因此,当子带在组合器58中的组合期间在适当频率范围内时,子带频谱将具有相
同的相移,诸如0度相对相移。相反地,不正确的频率范围中的子带的三个分量将在相位方
面相互偏移120度。结果得到的频谱将相消地组合以消除不正确子带。随着添加进一步的路
径和子带,可以适当地对谐波信号的谐波进行定相。在某些实施例中,谐波信号的相对相移
可以在相位方面间隔开一个周期除以子带数目的时移。

虽然上文已描述了其中可以基本上被立即处理的数字化信号的实施例,但可以根
据期望延迟数字化之后的此类处理。例如,可以将来自数字化器30和32的数字化数据存储
在存储器中以便后续处理。

此外,虽然数字滤波、混频以及组合已被描述为分立操作,但可以将此类操作组
合、结合到其它功能中等。另外,由于以上讨论假定理想部件,所以可以适当地向此类处理
中引入附加补偿以修正非理想部件。此外,当处理数字化信号时,改变频率范围、混频等可
以导致较高采样速率以表示此类变化。可以适当地对数字化信号进行向上采样、内插等。

如上所述,可以将数字谐波混频器46和52配置成通过对数字谐波信号48和/或54
的振幅或相位进行精细的调整来补偿可存在于模拟谐波信号20和/或26中的相位误差。随
太阳城集团或温度的各种部件延迟方面的移位可引起不可接受的相移量。生成模拟谐波信号的电
路中、模拟混频器中和/或模数通道孔径中的延迟移位将全部对分别地在模拟混频器18和
24与数字混频器46和52之间的相位误差有所贡献。

如果相位误差是未修正的,则混频相位误差将实现重构波形的上波段内的频率分
量中的相等相位误差,导致系统的阶跃响应中的失真。另外,对于在交叉波段内的频率分量
而言将导致振幅误差,如下面将更详细地讨论的,因为表示该频率分量的未转换矢量和两
倍转换的矢量当接近于重构过程的末尾被加在一起时将不会适当地对准。

测试和测量仪器的某些实施例包含如图13中所示的补偿振荡器300和开关302。可
以经由开关302将来自补偿振荡器300的补偿振荡信号304切入上文所描述的ATI数字化器
的输入中。可以使用补偿振荡器300来确定相位和振幅误差,如下面更详细地讨论的,因此
可以去除相位和振幅误差。

补偿振荡器300和开关302被包括在用于ATI数字化器的集成电路内,因此,补偿振
荡器300向系统增加很少的成本或功率开销。此外,补偿振荡器300在比中心频率的集成电
路过程不确定性更宽的频率范围内可调谐,以确保系统可以找到适当的调谐电压以将补偿
振荡器300频率置于交叉波段内。

由于来自补偿振荡器300的补偿信号304的频率被调谐成在交叉波段内,所以补偿
信号304既在其原始频率下且作为被向下转换以及随后以数字方式向上转换的频率分量而
穿过ATI数字化器的ADC通道。补偿信号304的原始频率分量的相位不受模拟和数字谐波混
频信号之间的相位误差的影响,但是两倍转换分量的相位受到影响。

可以基于将未受到相位误差影响的补偿信号304的原始频率分量与已经受到穿过
ATI数字化器的一个ADC通道的相位误差的影响的两倍转换分量相比较来确定相位误差。比
较这些值提供该ADC通道中的模拟和数字混频器之间的相位误差值。然后可以使用相位误
差来调整模拟混频器18或数字混频器36的混频函数,如果在上ADC通道中的话。调整混频器
18或46(或者如果在图13中的下ADC通道中的话,则调整混频器24和52)中的一个的混频函
数以允许从重构波形去除相位误差。替换地,可通过改变上ADC通道中的数字滤波器36或下
ADC通道中的数字滤波器42的延迟来去除相位误差,因为到数字混频器46和52的任一输入
中的相移将影响输出中的相移。

优选地,补偿振荡器300补偿信号304在获取要测试的信号之后立即而不是预先地
经由开关302切入到输入,因为可以应用相位误差的测量结果来修正数字混频器46和52的
混频函数或数字滤波器36和42的延迟。直到信号的ATI重构在获取后发生才需要该太阳城集团。

如在图14中看到的,可在上ADC通道的数字化器30与滤波器36之间提供存储器
400,并在下ADC通道中的数字化器32与滤波器42之间提供存储器402。可以执行获取,并且
可以分别地将数字化混频信号34或数字化混频信号40在被发送到滤波器36和42之前分别
地存储在存储器400和402中。

在数字化混频信号34和40已分别地存储在春秋穿400和402中之后,可以将开关
302切换成在没有用户输入的情况下自动地从补偿振荡器300提供补偿信号304。例如,可以
使用数字信号处理器(DSP)、微处理器、可编程逻辑器件、通用处理器或根据期望具有适当
外围设备的其它处理系统来自动地从补偿振荡器300切换至补偿信号304。可以如上文所讨
论的那样确定相位误差,并且可以调整数字混频器46和52的混频函数或数字滤波器36和42
的延迟。一旦已经基于相位误差修改了混频函数或滤波器延迟,则可以通过ADC通道的其余
部分来处理数字化混频信号34和40,如上文太阳城集团图1所讨论的。

在获取之后运行补偿使用于补偿与获取模式之间的相位漂移的机会最小化。在信
号获取之前运行的补偿可在信号获取之前的任意太阳城集团执行,因为没有办法知道获取将运行
等待触发事件多长太阳城集团。然而,如果系统相位稳定性足够好,则可以在获取之前运行补偿过
程。此外,如果用户判定期望补偿,则用户可经由测试和测量仪器上的菜单而开始补偿。

当补偿振荡器300被使能时,输入信号获取经由开关302被自动地关断并用补偿信
号304替换,在不要求用户交互的情况下允许补偿运行。此外,如上文所讨论的,在已检测到
触发事件之后在没有用户输入的情况下可以使用处理器等将补偿信号304接通。补偿振荡
器300还可以在每次信号获取之后被自动地接通以提供补偿信号304以确定相位或振幅误
差。

数字化器30和32可能遭受其各自采样时钟之间的相位漂移,使得通过模拟混频器
的未转换信号未被同时采样。并且,数字化器30和32本身可采用交织技术,诸如同步太阳城集团交
织,以实现其有效的采样速率。在那种情况下,数字化器30和32内的交织获取管道可同样地
遭受其各自样本时钟的相位漂移。还可以使用补偿振荡器300来通过ATI前端向每个ADC通
道提供补偿信号304以便确定ADC通道内和/或ADC通道之间的获取管道的相位误差。这可以
通过将补偿振荡器300调谐到交叉波段之外来完成,使得仅一个音调从每个ADC通道的带宽
内的模拟混频器18和24输出。替换地,如果补偿振荡器300频率被留在交叉波段内,则可以
将用来测量每个ADC管道的相位的正弦拟合算法设置成刚好拟合未转换频率分量而不是图
像分量,或者反之亦然。

可使用测量的相位误差来调整数字滤波器36和42的相位响应以修正采样太阳城集团误
差的影响。调整一个数字滤波器相对于另一数字滤波器的延迟可补偿数字化器30和32之间
的相位误差。如果数字化器30和32在内部交织,则可在每个数字滤波器36和42内应用依赖
于管道的相移以分别地补偿每个数字化器30和32内的相位误差。替换地,可以使用相位误
差来调整获取管道的样本时钟定时以使后续获取中的误差最小化。

补偿振荡器300可以由要生成负电阻的互耦NPN差分对放大器以及要设定标称频
率的短路传输线短柱来建成。通过设定差分对放大器中的发射极电流来接通并调谐补偿振
荡器300。一旦电流高到足以提供充分的跨导以支持振荡,则电流的进一步增加用于增加设
备的输入电容,这进而加载传输线并降低谐振频率。也就是说,主要通过改变至少一个双极
结型晶体管的输入电容来调谐该可调谐补偿振荡器300。

输入电容调谐的使用在这些频率下与变容管调谐相比提供相对大且线性的调谐
范围。该大的调谐范围有助于克服过程建模不确定性和过程变化性。如果补偿振荡器300的
大的调谐范围在补偿获取的持续太阳城集团内引起过度的频率不稳定性,则可以将所获取的补偿
记录分离成多个较短段并使用与每个段中的潜在不同频率的单独正弦拟合针对相位误差
进行分析。每个段中的未转换分量和两倍转换分量之间的测量相位误差表示模拟谐波信号
和数字谐波信号之间的相位误差,并且与所使用的补偿信号的精确频率无关。因此,可对段
相位误差测量结果的结果求平均值以获得与单个长记录相同的抗噪性。

如上文简要地提到的,还可以使用补偿振荡器300来确定振幅误差。为了确定振幅
误差,可在交叉波段内的对称地相对的至少两个频率上用补偿信号304扫描也称为ATI数字
化器(诸如图13中所图示的数字化器)的谐波混频器的输入。当输入频率在交叉波段的中心
以下时,处于已转换频率和输入频率的数字化信号的振幅的比将是转换增益与数字化器频
率响应衰减的积。当输入频率对称地在交叉波段的中心以上时,处于已转换频率和输入频
率的数字化信号的振幅的比将是转换增益与数字化器频率衰减的比。然后这两个振幅比的
几何平均表示转换增益。然后可调整模拟混频函数20、26或数字混频函数48、54的振幅以使
得转换增益达到期望值,一般地为1.0。

参考图14和15,本发明的实施例还包括用于在内部补偿振荡器(诸如图13和14中
的振荡器300)可能不能生成跨越输入信号12的整个带宽的信号的情况下执行数字化系统
的实时校准的系统。例如,针对接受具有高达70GHz的频率的输入信号的测试和测量系统,
振荡器300可产生在例如30至40GHz范围内的信号。

进一步的实施例提供了补偿硬件误差(诸如根据因此在整个输入范围内被最好地
表征的输入频率而改变的硬件误差)的系统和方法。如下文所描述,本发明的实施例允许进
行工厂校准期间的全范围表征,并且进一步使用补偿振荡器来测量硬件误差的子集(优选
地是延迟和偏斜),并且使用测量的硬件误差作为到工厂查找表中的索引,该工厂查找表存
储补偿滤波系数的预定集合。

如上所述,可以表征硬件误差,并且可以使用线性、时变修正滤波器来抵消交织凸
刺。例如,可在重构DSP链的末端处(诸如在组合器58的输出处)插入线性时变滤波器(诸如
线性、太阳城集团周期性或“LTP”滤波器70)以修正硬件失配误差。此类硬件误差可包括每个ADC通
道内的交织ADC子通道之间以及两个ADC通道本身之间的误差。LTP修正滤波器还可以修正
比上述简单的定时误差更复杂的硬件误差,例如根据输入频率而改变的太阳城集团误差。虽然其
它滤波器参数是可能的,示例性LTP滤波器70具有80ps周期,与交织ADC子通道的采样间隔
匹配且是混频时钟的13⅓ ps周期的整倍数。在某些实施例中,由12.5 GHz系统时钟生成75
GHz混频时钟,其被耦合到混频器,诸如混频器18和24。由于倍频器中的硬件缺陷,生成的混
频时钟除期望的6x倍之外还包含12.5GHz的整数倍处的某些残余凸刺。

此类混频凸刺在与由ADC子通道交织失配产生的凸刺完全相同的频率下在数字化
记录中创建凸刺,并且因此使用本文所描述的技术,还可用相同的LTP滤波器拓扑来修正。
然而,校准LTP滤波器以修正频率相关定时误差和/或时钟凸刺相关的混频误差要求在跨越
数字化器系统的完整输入带宽的多个输入频率下测量硬件误差。要将此类全范围信号生成
能力构建到数字化器系统本身中一般地是成本过高的,因此必须在可访问适当信号源的工
厂中执行LTP滤波器的校准。

虽然在工厂处校准诸如这里所描述的示波器,但其操作时的条件可能与工厂的条
件不匹配。例如,测试房间可改变温度和/或湿度,或者某些部件的性能可能随太阳城集团推移而
漂移。一般地,由环境条件(温度和湿度)引起的针对测试和测量系统的最大硬件漂移在ADC
通道相对于彼此以及相对于模拟混频函数的相对时钟定相中展示出它们自己。在这些相位
仅随着温度漂移的程度上,表征其温度系数并根据测量温度而实时地调整硬件将是相对容
易的。然而,要准确地测量被吸收到示波器部件在其上面形成的印刷电路板中的湿气的量
是相对困难的。并且,可以通过调整数字混频函数的相位和/或在数字混频器之前的数字滤
波器的延迟来修正由环境条件引起的某些误差。然而,此类校准技术可能未完全地修正由
相对于在相同频率下发生的ADC子通道交织失配凸刺的相位的75 GHz模拟混频函数中的不
需要的12.5 GHz谐波引起的信号凸刺的相位中的改变。因此,如下面更详细地描述的,本发
明的实施例使用内置校准振荡器来直接地监视示波器中的时钟驱动混频器的时钟相位和
偏斜。然后,基于测量的时钟相位和偏斜来修改DSP以虑及事后的测量误差。

在某些实施例中,通过生成用于LTP滤波器70的新的一组系数来执行DSP(诸如图
15和16中所图示的DSP)的修改。在其它实施例中,可通过调整时钟驱动混频器46、52(诸如
通过使用图15和16中的太阳城集团调节器74、76)并且还生成用于LTP滤波器70的新的一组系数来
执行DSP的修改。使用任一种方法都允许修正时钟延迟和偏斜两者中的移位。在一个实施例
中,根据在模拟域中用于混频器18、24的时钟相比于在数字域中用于数字化器30、32的时钟
之间的延迟与来测量时钟延迟。并且,可通过测量用于数字化器30、32本身的时钟之间的特
定偏斜来测量时钟偏斜。

针对特定硬件状态(温度、湿度等),可用诸如在通过引用结合到本文中的美国专
利8,698,659中描述的方法来计算用于LTP修正滤波器70的理想的一组系数。然而,如在该
参考文献中所阐述的,执行此类计算要求访问跨越数字化器的全频率范围的信号源。诸如
图13和14中所图示的补偿振荡器300的频率范围一般地并不是在数字化器的整个范围内可
调谐的,而是替代地通常在全频率范围的仅一部分内可调谐。因此,根据在'659专利中所描
述的技术来计算滤波系数并不能在所有情况下都使用。替代地,针对补偿振荡器可能不包
括全范围的数字化器的情况,可使用根据本发明的实施例的技术。

本发明的实施例包括被耦合到LTP滤波器70的查找表(LUT)72,如在图15和16中所
图示。LUT 72存储用于LTP滤波器70的滤波系数以修正各种运行太阳城集团条件。然后,在操作中,
运行太阳城集团条件被传送到LUT 72,其选择用于LTP滤波器70的适当滤波系数以修正目前的运
行太阳城集团条件。

为了最初生成存储在LUT 72中的滤波系数,首先使用全范围振荡器对仪器进行工
厂校准。然后,向仪器中人工地引入误差条件,诸如时钟延迟和/或时钟偏斜。接下来,修正
人工引入误差条件的用于LTP 70的系数被生成并且存储在LUT 72中且与特定误差条件有
关。然后,此循环随着被人工地引入到仪器中的新误差条件而重复,以及用于LTP 70的另一
组系数被生成且存储在LUT 72中并与新误差条件有关。根据期望的LUT 72的尺寸,将此过
程重复期望的次数。

在一个实施例中,基于两个测量结果(时钟延迟和时钟偏斜)来存储到LUT 72的条
目。在此类实施例中,LUT 72在由特定时钟延迟和偏斜值选择的二维阵列中存储系数的各
种集合。由于时钟延迟和偏斜可彼此独立,所以特定延迟值具有与之相关联的多个不同偏
斜值是可能的。并且,相反情况也是如此,其中,特定偏斜值可具有用于多个不同延迟值的
系数。图17图示出存储系数值的二维阵列。诸如系数集1、系数集12等的各种系数被存储在
二维阵列中的编索引位置上。如下面更详细地描述的,在运行太阳城集团,仪器可测量时钟延迟和
时钟偏斜,并且然后使用测量值作为到LUT的索引以选择特定系数集。例如,如果连同时钟
偏斜值B一起测量延迟值D,则从表中选择系数集14。如上所述,预先计算以补偿延迟和时钟
偏斜的该特性组合的系数集值(在本示例中系数集值被标识为系数集14)然后被存储在LTP
70中。这样,针对环境运行太阳城集团条件补偿仪器。

时钟延迟和时钟偏斜值可以是正值或负值。例如,时钟延迟值“A”和“B”可以是负
时钟延迟,而时钟延迟值“C”和“D”可以是正时钟延迟。

虽然被图示为二维阵列,但本发明的概念扩展至针对特定测量值的任何数目的索
引值。并且,诸如图17中所图示的二维阵列可另外包括在零时钟延迟和零偏斜下编索引的
特定的一组系数,因为仪器停留在工厂校准或其附近是可能的。在一个实施例中,LUT 72包
括用于测量时钟延迟的五个不同值和用于测量偏斜的三个不同值,包括用于零时钟延迟和
零偏斜的中心值。

某些实施例可从LUT 72中选择最接近于测量的时钟延迟和时钟偏斜的交集的特
定系数集。其它实施例可使用内插来生成并未恰好地编索引的特定系数值。例如,如果时钟
延迟被测量为“A”,但测量偏斜值落在值“C”和“D”之间,则实施例可在系数集3与系数集4
“之间”内插一组系数值。还可使用其它技术来生成系数,诸如二维线性内插、样条拟合或其
它内插方法,以近似于实际测量延迟和偏斜值处的LTP 70滤波系数。此类内插允许针对给
定的准确度水平对较少的LTP滤波系数集合进行校准并存储在二维阵列LUT 72中,以节省
工厂校准太阳城集团。

用以填充LUT 72的特定方法可以如下形式出现。LTP滤波器70在工厂中被校准多
次。最初,LTP被校准为具有零时钟延迟和零偏斜。针对LUT 72生成标称的一组系数并将其
存储为默认系数。然后,为了生成各种系数值,故意地将时钟相位和偏斜调整至非零。例如,
将一个ADC通道调整成在(延迟+偏斜/2)的太阳城集团进行采样,并且将另一ADC通道调整成在
(延迟-偏斜/2)的太阳城集团进行采样。然后针对LTP滤波器70生成系数以补偿延迟和偏斜的组
合。在其它时钟延迟值和时钟偏斜值下重复此过程直至针对在现场可能测量到的条件完全
填充LUT 72为止。在校准LTP滤波器70系数并将其存储在此二维阵列(诸如LUT 72)中之后,
在最终工厂校准中使硬件时钟相位控制返回至其标称值(延迟=偏斜=0)。在运行太阳城集团,在
获取之后,然后可以使用校准振荡器300来测量可能已从其标称值漂移离开的实际时钟相
位,计算有效延迟和偏斜,并使用这些值作为到已校准LTP滤波系数的二维阵列中的索引,
以找到适合于所测量时钟延迟和偏斜的LTP滤波系数。然后,从LUT 72中选择所选系数并存
储在LTP滤波器70中以用于适当操作。

一般地,在已经由仪器获取信号之后执行补偿。例如,获取信号并存储在存储器
(诸如图16的存储器400、402)中。然后,使用补偿振荡器300来测量时钟延迟和时钟偏斜。接
下来,使用时钟延迟和时钟偏斜值作为到LUT 72的索引并将特定系数加载到LTP滤波器70
中。然后处理继续,并且通过通道的其余部分(包括LTP滤波器70)来处理先前存储的信号。

虽然通常是在信号获取之后执行补偿,但其也可在获取之前执行。还可在每次信
号获取时或者仅仅周期性地执行补偿。可以以设定间隔执行补偿。在某些实施例中,可循序
地获取多个信号,并且然后执行单个补偿操作并应用于所有获取信号。此类补偿可在获取
信号之前或者优选地在获取信号之后发生。

在频繁获取的情况下,在一次获取与下一次之间可能存在硬件时钟相位中的无意
义漂移。为了节省太阳城集团,软件可在每次获取之后测量时钟相位,但是跳过内插步骤并重新使
用先前的LTP滤波器70系数,如果延迟和偏斜测量结果基本上与之前一样的话。这种方法节
省了通过加载系数而引入的延迟以及由上文所描述的内插技术引入的任何延迟,如果使用
的话。替换地,如果用户请求快速且频繁的获取,例如当使用快速帧模式时,软件可一起完
全绕过获取之间的校准振荡器的使用,替代地仅在序列结束时收集一个校准突发,并且使
用这个突发来确定将用于序列内的所有帧的LTP系数。

虽然上述实施例已描述了LTP滤波器70的更新系数,但通过修改驱动数字混频器
(诸如图15和16的混频器46和52)的时钟来至少部分地补偿运行时环境改变是可能的。如图
15和16中所图示,太阳城集团调整电路76被耦合到混频器46,而太阳城集团调整电路74被耦合到混频器
52。调整太阳城集团调节器74、76可以部分地或完全补偿时钟延迟和时钟偏斜,而不需要更新用于
LTP滤波器70的系数。在其它实施例中,将通过基于测量ADC通道时钟延迟使用太阳城集团调节器
74、76来避免交叉区中的信号振幅损耗或相移而更新数字混频函数的相位的技术与上文所
描述的技术进行组合来基于测量的ADC通道时钟偏斜和延迟来选择用于LTP滤波器70的新
系数以使交织凸刺最小化也可能是有利的。如果在运行时一起使用两个方法,则其也可在
工厂校准时一起使用。换言之,当在二维阵列中校准用于LTP滤波器70的多个系数时,可同
样地基于测量的ADC通道时钟延迟以在正规获取期间将设定数字混频函数相位的相同方式
来设定数字混频函数相位。

虽然已描述了特定实施例,但将领会到的是本发明的原理不限于那些实施例。在
不脱离如在以下权利要求中阐述的本发明的原理的情况下可进行变化和修改。例如,可预
期的是数字滤波、混频和/或组合的重新排序可允许数字处理的更高效执行,同时仍提供输
入信号的数字表示的重构。

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